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    文章详情:模仿电路根底课件

    时间:2021-08-25 14:42:10 作者:乐鱼nba应用下载来源:乐鱼nba应用下载

      走信息路,读北邮书 电子电路根底 林家儒 编著 北京邮电大学出版社 目录 第一章 半导体器材根底 第二章 扩大电路剖析根底 第三章 扩大电路的频率特性剖析 第四章 场效应管扩大电路特性剖析 第五章 负反应扩大电路 第六章 功率扩大电路 第七章 差动扩大电路 第八章 运算扩大器和电压比较器 第九章 正弦波振荡器 第十章 直流电源 北京邮电大学出版社 第一章 半导体器材根底 1.1 半导体及其特性 1.2 PN结及其特性 1.3 半导体二极管 1.4 半导体三极管及其作业原理 1.5 三极管的共射特性曲线及首要参数 北京邮电大学出版社 1.1 半导体及其特性 1.1.1本征半导体及其特性 界说:纯洁的半导体经过必定 的工艺进程制成单晶体,称为 本征半导体。 晶体中的共价键具有很强的结 合力,在常温下仅有很少量的 价电子受热激起得到满意的能 量,挣脱共价键的捆绑变成为 自在电子。与此一起,在共价 键中留下一个空穴。 北京邮电大学出版社 1.1 半导体及其特性 运载电流的粒子称为载流子。在本征半 导体中,自在电子和空穴都是载流子, 这是半导体导电的特别性质。 半导体在受热激起下产生自在电子和空 穴对的现象称为本征激起。 在必定温度下,本征半导体中载流子的 浓度是必定的,而且自在电子与空穴的 浓度持平。 北京邮电大学出版社 1.1 半导体及其特性 1.1.2杂质半导体及其特性 界说:掺入杂质的本征半导体称为杂质 半导体。 依据掺入杂质元素的不同,可构成N (Negative)型半导体和P(Positive)型 半导体。 北京邮电大学出版社 1.1 半导体及其特性 N型半导体 : 在本征半导体中掺入少 量的五价元素,如磷、 砷和钨,使每一个五价 元素替代一个四价元素 在晶体中的方位,构成N 型半导体。 因为五价元素很简略贡 献出一个电子,称之为 施主杂质。 北京邮电大学出版社 1.1 半导体及其特性 在N型半导体中,因为掺入了五价元素, 自在电子的浓度大于空穴的浓度。半导 体中导电以电子为主,故自在电子为多 数流子,简称为多子;空穴为少量载流 子,简称为少子。 因为杂质原子能够供电子,故称之为施 主原子。 北京邮电大学出版社 1.1 半导体及其特性 P型半导体: 在本征半导体中掺入少 量的三价元素,如硼、 铝和铟,使之替代一个 四价元素在晶体中的位 置,构成P型半导体。 因为杂质原子中的空位 吸收电子,故称之为受 主杂质。 在P型半导体中,空穴为 多子,自在电子为少子, 首要靠空穴导电。 北京邮电大学出版社 1.2 PN结及其特性 1.2.1 PN结的原理 选用不同的掺杂工艺,将P型半导体与N 型半导体制造在一起,使这两种杂质半 导体在触摸处坚持晶格接连,在它们的 接壤面就构成PN结。 北京邮电大学出版社 1.2 PN结及其特性 在PN结中,因为P区的空 穴浓度远远高于N区,P 区的空穴跳过接壤面向N 区移动;一起N区的自在 电子浓度也远远高于P区, N区的电子跳过接壤面向 P区移动;在半导体物理 中,将这种移动称作扩 散运动 空穴 负离子 正离子 自在电子 ? ? ? ?⊕ ⊕ ⊕ ⊕ ? ? ? ?⊕ ⊕ ⊕ ⊕ ? ? ? ?⊕ ⊕ ⊕ ⊕ P区 N区 图1-4a PN结载流子分散运动 北京邮电大学出版社 1.2 PN结及其特性 分散到P区的自在电子与 空穴复合,而分散到N区 的空穴与自在电子复合, 在PN结的接壤面邻近多 子的浓度下降,P区呈现 负离子区,N区呈现正离 子区,它们是不能移动 的,人们称此正负电荷 区域为势垒区总的电位 差称为势垒高度 势垒区 ? ? ? ? ⊕⊕ ⊕ ⊕ ? ? ? ? ⊕⊕ ⊕ ⊕ ? ? ? ? ⊕⊕ ⊕ ⊕ P区 N区 图1-4b PN结势垒构成示意图 0 x 势垒高度 图1-4c PN结势垒散布示意图 北京邮电大学出版社 1.2 PN结及其特性 在势垒区两头半导体中的少量载流子,因为乱七八糟 的运动而进入势垒区时,势垒区的电场使这些少子作 定向运动。少子在电场效果下的定向运动称作漂移运 动。 在无外电场和无其它激起效果下,参加分散运动的多 子数目等于参加漂移运动的少子数目,然后抵达动态 平衡。 北京邮电大学出版社 1.2 PN结及其特性 1.2.2 PN结的导电特性 PN结外加正向电压时 处于导通状况 PN结外加反向电压时 处于截止状况 势垒区 ? ? ? ?⊕ ⊕ ⊕ ⊕ ? ? ? ?⊕ ⊕ ⊕ ⊕ ? ? ? ?⊕ ⊕ ⊕ ⊕ P区 N区 I V R 图1-5 PN结加正向电压处于导通状况 势垒区 ? ? ? ?⊕⊕⊕ ⊕ ? ? ? ?⊕⊕⊕ ⊕ ? ? ? ?⊕⊕⊕ ⊕ P区 N区 IS V R 图1-6 PN结加反向电压处于截止状况 北京邮电大学出版社 1.3 半导体二极管 将PN结用外壳封装起来,并加 上电极引线就构成了半导体二 极管,简称二极管。由P区引出 的电极为正极,由N区引出的电 极为负极 一般来说,有三种办法来定量 地剖析一个电子器材的特性, 即特性曲线图示法、解析式表 示法和参数标明法 + - 二极管符号 北京邮电大学出版社 1.3 半导体二极管 1.3.1二极管的特性曲线 在二极管加有反向电压, 当电压值较小时,电流极 小,其电流值为反向饱满 电流IS。当反向电压超越 超越某个值时,电流开端 急剧增大,称之为反向击 穿,称此电压为二极管的 反向击穿电压,用符号 UER标明。 北京邮电大学出版社 1.3 半导体二极管 反向击穿按机理分为齐纳击穿和雪崩击穿两种状况。 在高掺杂浓度的状况下,因势垒区宽度很小,反向电 压较大时,破坏了势垒区内共价键结构,使价电子脱 离共价键捆绑,产生电子空穴对,致使电流急剧增 大,这种击穿称为齐纳击穿。 另一种击穿为雪崩击穿。当反向电压添加到较大数值 时,外加电场使少子漂移速度加快,然后与共价键中 的价电子相碰撞,把价电子撞出共价键,产生新的电 子—空穴对。新产生的电子空穴被电场加快后又撞 出其它价电子,载流子雪崩式地添加,致使电流急剧 添加,这种击穿称为雪崩击穿。 北京邮电大学出版社 1.3.2 二极管特性的解析式 理论剖析得到二极管的伏安特性表达式为: qu i I S (e kT 1) 式中IS为反向饱满电流,q为电子的电量,其值为1.602×10-19库仑;k是为玻耳 兹曼常数,其值为1.38×10-23J/K;T为绝对温度,在常温(20C)恰当于K= 293K 令 UT kT q 26mV 则二极管的伏安特性表达式为: u i I S (eUT 1) 北京邮电大学出版社 1.3.3 二极管的等效电阻 直流等效电阻也称静态等效电阻。如图1-9所示,在二极管的两头 加直流电压UQ、产生直流电流IQ,此刻直流等效电阻RD界说为 RD UQ IQ 沟通等效电阻标明,在二极管直流作业点确认后,沟通小信号作 用于二极管所产生的沟通电流与沟通电压的联系。在直流作业点 Q必定,在二极管加有沟通电压u,产生沟通电流i,沟通等效 电阻rD界说为 du u rD di Q i Q 北京邮电大学出版社 1.3.3 二极管的等效电阻 当二极管上的直流电压UD满意大时 1 rD di du Q 1 UT u I S eUT Q IQ UT 在常温状况下,二极管在直流作业点Q的沟通等效电阻 rD为 rD UT IQ 26 IQ (mV) (mA) () 北京邮电大学出版社 1.3.3 二极管的等效电阻 图1-9(a)中的Q点,称为二极管的直流作业点,对应的直流电压UQ和直流 电流IQ。当二极管的直流作业点Q确认后,直流等效电阻RD等于直线OQ斜 率的倒数,RD值随作业点改动而产生改动 北京邮电大学出版社 1.3.4 二极管的首要参数 器材的参数是用以阐明器材特性的数据。为了描绘二极管的功用, 一般引证以下几个首要参数: (1) 最大整流电流IM:IM是二极管长时刻运转时答应经过的最大正向 均匀电流,其值与PN结面积及外部散热条件等有关。在规则散热 条件下,二极管正向均匀电流若超越此值,则将因为PN结的温度 过高而烧坏。 (2) 反向击穿电压UBR:UBR是二极管反向电流显着增大,超越某个 规则值时的反向电压。 (3) 反向电流IS:IS是二极管未击穿时的反向饱满电流。IS愈小,二 极管的单向导电性愈好,IS对温度十分灵敏。 (4) 最高作业频率fM:fM是二极管作业的上限频率。 北京邮电大学出版社 例1-1 图10(a)是由抱负二极管D组成的电路,抱负二极管是指二极管的导通电压 UD为0、反向击穿电压UBR为,设电路的输入电压ui如图10(b)所示,试画出输出uo 的波形 解:由二极管的单向导电特性,输入信号正半周时二极管导通,负半周截止,故 输出uo的波形如右图所示。 北京邮电大学出版社 1.3.5 稳压二极管 稳压二极管是一种硅资料制成的面触摸型晶体二极管,简 称稳压管。稳压管在反向击穿时,在必定的电流范围内(或 者说在必定的功率损耗范围内),端电压简直不变,表现出 稳压特性,因而广泛用于稳压电源与限幅电路之中。 稳 压 管 的 伏 安 特 性 及 符 号 北京邮电大学出版社 1.3.5 稳压二极管 稳压管的首要参数: (1) 安稳电压UZ:UZ是在规则电流下稳压管的反向击穿电压。 (2) 安稳电流IZ:IZ是稳压管作业在稳压状况时的参阅电流,电流 低于此值时稳压效果变坏,甚至不稳压。 (3) 最大安稳电流IZM:稳压管的电流超越此值时,会因结温升过 高而损坏。 (4) 动态电阻rD:rD是稳压管作业在稳压区时,端电压改动量与其 电流改动量之比。rD愈小,稳压管的稳压特性愈好。关于不同型 号的管子,rD将不同,从几欧到几十欧。关于同一只管子来说, 作业电流愈大,rD愈小。 北京邮电大学出版社 例 1-3 图13是由稳压二极管 DZ组成的电路,其稳压值为 UZ。设电路的直流输入电压Ui, 试评论输出Uo的值。 解:由戴维南电源等效定理, 图13等效的等效定理如右图 所示,其间 U R2 R1 R2 U i、R=R1 // R2 当 U UZ时,稳压管稳压,输 出 Uo UZ ; 当 U UZ时,稳压管截止,输 出 Uo U 。所以,Ui 时, R1 R2 R2 U Z 输出 U o ;U Z否 则,U o R2 R1 R2 Ui 。 北京邮电大学出版社 1.4 半导体三极管及其作业原理 1.4.1三极管的结构及符号 北京邮电大学出版社 1.4.1三极管的结构及符号 发射区与基区间的PN结称为发射结(简称E结),基 区与集电区间的PN结称为集电结(简称C结)。 半导体三极管并不是简略地将两个PN结背靠背后衔接 起来。关键在于两个PN结衔接处的半导体晶体要坚持 接连性,而且中心的基区面积很小且杂质浓度十分低; 此外,发射区的掺杂浓度很高且面积比基区大得多, 但比集电区小;集电区面积很大,掺杂浓度比基区高 得多,但比发射区低得多。 北京邮电大学出版社 1.4.2 三极管的电流扩大原理 扩大电路的组成 图所示的是由NPN型三极管组 成的根本共射扩大电路。ui为 沟通输入电压信号,它接入 基极-发射极回路,称为输入 回路;扩大后的信号在集电 极-发射极回路,称为输出回 路。因为发射极是两个回路 的公共端,故称该电路为共 射扩大电路。为了使三极管 作业处在扩大状况,在输入 回路加基极直流电源VBB,在 输出回路加集电极直流电源 VCC,且VCC大于VBB,使发射 结正向偏置、集电结反向偏 置。 北京邮电大学出版社 PNP型三极管组成的根本共射 扩大电路如图1-17所示。比 较图1-17和图1-16能够看到, 为了使三极管作业处在扩大 状况,要求发射结正向偏置、 集电结反向偏置,为此在图117中,在输入回路所加基极 直流电源VBB及输出回路所加 集电极直流电源VCC反向了, 相应的直流电流IB、IC和IE也 都反向了,这也是NPN型和 PNP型三极管符号中发射极指 示方向不同的含义地点。对 于沟通信号,这两种电路没 有任何差异 北京邮电大学出版社 1.4.2 三极管的电流扩大原理 电流扩大原理 三极管的电流扩大表现为小的基极电流改动,引起较 大的集电极电流改动。 北京邮电大学出版社 当沟通输入电压信号ui 0时,直流电源VBB和VCC别离效果于扩大电路 的输入回路和输出回路,使发射结正向偏置、集电结反向偏置。因为发 射结加正向电压,而且大于发射结的敞开电压,使发射结的势垒变窄, 又因为发射区杂质浓度高,所以有很多自在电子因分散运动源源不断地 跳过发射结抵达基区,然后构成了发射极电流IE。 因为基区面积很小,且掺杂浓度很低,从发射区分散到基区的电子中只 有 很少部分与空穴复合,构成基极电流IB,由此可见IBIE。 绝大部分从发射区分散到基区的电子在电源VCC的效果下,战胜集电结 的阻力,跳过集电结抵达集电区,构成集电极电流IC。因而IBICIE。 经过上面的剖析得到,在输入回路中输入较小的电流IB,能够在输出回 路得到较大的电流IC,也便是说电流扩大了。 当沟通输入ui 0为小信号时,因为此刻沟通信号是叠加在直流上,如图 1-18(b)所示,在输入回路产生直流电流IB与沟通电流i B之和,由上面的 剖析,在输出回路得到直流电流IC与沟通电流iC之和,一起沟通电流i Bi C,即沟通电流扩大了。 北京邮电大学出版社 1.4.3 三极管的作业状况 1. 扩大状况 在上面一部分中剖析了三极管的扩大原理。为了使三极管有扩大才能,在输入回 路加基极直流电源VBB,在输出回路加集电极直流电源VCC,且VCC大于VBB,使 发射结正向偏置、集电结反向偏置。此刻称三极管处于扩大状况,条件是发射结 正向偏置、集电结反向偏置。 2. 饱满状况 假如输出回路的集电极直流电源VCC小于输入回路的基极直流电源VBB,则发射结 和集电结都是正向偏置。因为发射结和集电结都是正向偏置,在开端发射结和集 电结上的势垒都变窄,使发射区和集电区的自在电子一起涌入基区,可是因为基 区面积很小,且掺杂浓度很低,涌入到基区的电子中只要很少部分与空穴复合, 构成基极电流IB,绝大部分分散到基区的电子堆积在发射结和集电结邻近,使发 射结和集电结上的势垒加宽,阻挠了发射区和集电区的自在电子进一步分散到基 区,由此可见,此刻三极管没有扩大才能。 此种状况称三极管处于饱满状况,条件是发射结和集电结都是正向偏置。 3. 截止状况 假如在输入回路的基极直流电源VBB小于发射结的敞开电压,则发射结处于零偏 置或反偏置。因为外加电压没有抵达发射结的敞开电压,使发射区的自在电子不 能跳过发射结抵达基区,不能构成电流,然后发射极、集电极和基极的电流都很 小,也就谈不上扩大了。此刻称三极管处于截止状况,条件是发射结零偏置或反 偏置、集电结反向偏置。 北京邮电大学出版社 1.4.4 三极管的电流扩大倍数 集电极直流电流IC与基极直流电流IB之比称为共射直流电流扩大 倍数,用 标明 IC IB 由电路剖析中相关规律得到 IC I B、发射极直流电流 I E (+1)I B 集电极沟通电流iC与基极沟通电流iB之比称为共射沟通电流扩大倍 数,用标明 iC iB 一般状况下 北京邮电大学出版社 当以发射极直流电流IE作为输入电流,以集电极直流电流IC作为 输出电流时,IC与IE之比称为共基直流电流扩大倍数,用 标明 IC IE 共基沟通电流扩大倍数界说为 iC iE 相同,一般状况下 和 的联系为 = 1 或 = 1 北京邮电大学出版社 1.4 三极管的共射特性曲线输入特性曲线 输入特性曲线描绘了 在三极管C、E极之间 的管压降UCE必定的 状况下,基极电流IB 与发射结压降UBE之 间的联系。 北京邮电大学出版社 1.4 三极管的共射特性曲线输出特性曲线 三极管输出特性 曲线是描绘以基 极 电 流 IB 为 参 量 , 集 电 极 电 流 IC 与 三极管C、E极之 间 的 管 压 降 UCE 之间的联系曲线。 关于每一个确认 的 IB , 都 有 一 条 曲线,所以输出 特性是一族曲线 北京邮电大学出版社 从输出特性曲线能够看出,三极管有三个作业区域:扩大区、饱 和区、截止区,别离对对应于三极管所设定的三个作业状况:即 扩大状况、饱满状况和截止状况。 在扩大区,因为发射结正向偏置,且集电结反向偏置,IC简直仅 仅由IB决议的,而与UCE无关,表现出IB对IC的操控造用,IC=IB, ic=βiB。 在饱满区,发射结与集电结均处于正向偏置,IC不只与IB有关, 而且显着的随UCE增大而增大,IC小于βIB。在实践电路中,若三 极管的UCE增大时,IB随之增大,但IC增大不多或根本不变,则 阐明三极管进入饱满区。关于小功率管,能够以为当UCE=UBE时, 三极管处于临界状况,即处于临界饱满或临界扩大状况。 在截止区,发射结电压小于敞开电压,且集电结反向偏置,所以 IB=0,IC很小,在近似剖析中能够以为三极管截止时的IC0。 北京邮电大学出版社 1.4 .3 三极管的首要参数 (一). 直流参数 1. 共射直流电流扩大倍 数 IC IB 2. 共基直流电流扩大倍 数 IC IE (二). 沟通参数 1. 共射沟通电流扩大倍数 iC iB uo=0 2. 共基沟通电流扩大倍数 iC iE uo=0 3. 特征频率fT 北京邮电大学出版社 1.4 .3 三极管的首要参数 (三). 极限参数 为了使三极管能够安全的作业,极限参数给出了对它的电压、电 流和功率损耗的束缚值。 1. 最大集电极耗散功率PCM PCM是在必定条件下,三极管答应的最大功耗。 2. 最大集电极电流ICM IC在恰当大的范围内,电流扩大倍数值根本不变,但当IC的数值 大到必定程度时值将减小。使值显着减小的IC即为ICM。一般, 当三极管的IC大于ICM时,三极管不必定损坏,但值显着下降。 此外,因为半导体资料的热敏性,三极管的参数简直都与温度有 关。关于电子电路,假如不能很好地处理温度安稳性问题,将不 能使其有用,因而在规划和制造电子电路进程中,还应考虑温度 对三极管参数的影响。 北京邮电大学出版社 第二章 扩大电路剖析根底 2.1 共射扩大电路剖析根底 2.2 扩大电路的图解剖析 2.3 扩大电路的等效电路剖析 2.4 共集扩大电路 2.5 共基扩大电路 北京邮电大学出版社 2.1 共射扩大电路剖析根底 2.1.1 扩大的概念 在电子学中,扩大是使用半导体器材的特性来 完结的,例如,在第一章中半导体三极管具有 扩大特性,即在三极管基极输入较小的电流 (或电压),在集电极能够取得较大电流(或 电压)。 在电子学中,用半导体器材组成的、具有电流 或电压(或许两者兼而有之)扩大功用的电路 称之为扩大电路,或称扩大器。 北京邮电大学出版社 2.1.2 根本共射扩大电路的组成 因为输入回路与输出 回路以发射极为公共 端,故称之为共射放 大电路。 北京邮电大学出版社 2.1.3 静态特性剖析 1. 静态作业点的确认 在扩大电路中,当有沟通信号输入时,沟通量 与直流量共存,当沟通信号为零时,三极管的 基极电流IB、集电极电流IC、B-E极间的电压 UBE、C-E极间的管压降UCE称为扩大电路的静 态作业点Q(Quiescent),将这几个物理量分 别记作IBQ、ICQ、UBEQ和UCEQ。在近似预算中 一般以为UBEQ为已知量,取三极管发射结的导 通电压 北京邮电大学出版社 2.1.3 静态特性剖析 令ui0,依据回路方 程,得到静态作业点 表达式 I BQ VBB U BEQ Rb ICQ I BQ U CEQ VCC ICQ RC 静态作业点在三极管 输出特性曲线中所对 应的点如图所示 北京邮电大学出版社 2.1.3 静态特性剖析 2. 设置静态作业点的必要性 在图所示电路中,假如基极电源VBB=0,静态时基极直流电流IBQ =0、集电极直流电流ICQ=0、C-E极间的管压降UCEQ=Vcc,三 极管处于截止状况。当参加输入电压ui时,UBE=ui,若ui的峰值 小于发射结的敞开电压,则在沟通信号的整个周期内三极管一直 处于截止状况,因而无沟通输出;若ui的峰值很大,三极管在交 流信号正半周大于发射结的敞开电压的时刻距离内导通,所以输 出必定严峻失真。 因而,只要在沟通信号的整个周期内,三极管一直作业在扩大状 态,输出信号才或许不会产生失真,关于图所示的扩大电路来说, 扩大才有含义。所以,在线性扩大电路中,设置适宜的静态作业 点,以确保扩大电路不产生失真是十分必要的。 北京邮电大学出版社 2.1.4 两种根本共射扩大电路 1. 直接耦合共射扩大电路 该电路的静态作业点表达式 I BQ VB U BEQ Rb 或I BQ VCC U BEQ -U BEQ Rb1 Rb2 ICQ I BQ U CEQ VCC ICQ RC 信号源uS和负载电阻RL均与扩大电路直接 相连,故称之为直接藕合扩大电路。 北京邮电大学出版社 2. 阻容藕合共射扩大电路 该电路的静态作业点表达式 I BQ VCC U BEQ Rb ICQ I BQ U CEQ VCC ICQ RC 北京邮电大学出版社 2.1.5 直流通路与沟通通路 1. 直流通路 直流通路是指在直流电源所能效果到的那部分电路,也便是与电路静态特性 有关的电路部分。 用来研讨电路的静态特性、剖析静态作业点。 关于直流通路,在电路中将电容视为开路、电感线圈视为短路(即疏忽线圈电 阻)、沟通电压信号源视为短路、沟通电流信号源视为开路、保存沟通信号源 的内阻。 北京邮电大学出版社 2.1.5 直流通路与沟通通路 2. 沟通通路 沟通通路是指扩大电路 中对沟通特性有直接影 响的那部分电路,用于 研讨扩大电路的动态交 流特性。 关于沟通通路,在电路 中将电容(如耦合电容等) 视为短路、无内阻的直 流电压源(如VCC)视为短 路、直流恒流源视为开 路。 北京邮电大学出版社 2.2 扩大电路的图解剖析 2.2.1静态作业特性的剖析 如图所示共射扩大电路,其间(a)为根本电 路、(b)为直流通路、(c)为沟通通路。 北京邮电大学出版社 在上图(b)直流通路中,扩大电路的静态作业特性满意电路的回路 方程 U BE VBB I B RB (1) U CE VCC IC RC (2) 式(1)阐明三极管B-E极间的电压UBE与电流IB及电源VBB和电阻Rb的联系, 又因为UBE与IB应满意三极管输入特性曲线的要求,在输入特性坐标系中, 画出式(1)所确认的直线,它与横轴的交点为VBB,与纵轴的交点VBB/Rb, 斜率为-1/Rb。直线与曲线的交点便是静态作业点Q,其横坐标值为UBEQ, 纵坐标值为IBQ,如图2-10(a)中所示。式(1)所确认的直线称为输入回路 负载线。 与输入回路相似,在扩大电路的输出回路中,输出特性遭到式(2)和三极 管的输出特性曲线的一起束缚。在输出特性坐标系中,画出式(2)所确认 的直线,它与横轴的交点为VCC,与纵轴的交点为VCC/RC,斜率为-1/RC; 而且找到IB=IBQ的那条输出特性曲线,该曲线与上述直线的交点便是静 态作业点Q,其纵坐标值为ICQ,横坐标值为UCEQ,如图2-10(b)所示。由 式(2)所确认的直线称为输出回路直流负载线,简称直流负载线。 北京邮电大学出版社 图2-10 图解法剖析静态特性 北京邮电大学出版社 2.2.2 动态特性剖析 1. 沟通负载线(c)所示的沟通通路看到,因为该扩大电路是阻容耦合的, 当电路带上负载电阻RL时,输出沟通电压uO是集电极沟通电流iC 在集电极电阻RC和负载电阻RL并联总电阻上所产生的电压,即当 iC确认后,输出电压的巨细将取决于RC//RL,而不只仅是RC。 在静态特性剖析中得到了直流负载线。在动态特性剖析中,沟通 信号遵从的负载线称为沟通负载线。与直流负载线相似,沟通负 载线/RC//RL,一起,因为输入电压ui=0时,三极管 的集电极电流为IC=ICQ,C-E极间的管压降为UCE=UCEQ,所以沟通 负载线必过Q点。因而,沟通负载线的表达式为 UCE=UCEQ+ICQ RC//RL-IC RC//RL 北京邮电大学出版社 2. 电压扩大倍数 当沟通输入信号ui0时,输入回路方程为 UBE=VBB+ui-IB RB 该直线相关于输入回路负载线向右平移了ui,与横坐标的交点为VBB+ui,与纵坐标的交点 为(VBB+ui)/Rb,与三极管输入特性曲线的交点标明晰沟通输入电流iB,如图 (a)所示。在 三极管的输出特性曲线中找到IB+iB的那条曲线,如图 (b)所示,此曲线与沟通负载线的交 点为(UCEQ-uO,ICQ+iC),-uO为沟通输出电压,然后得到扩大电路的沟通输出电压-uO与 输入电压ui制比,即电压扩大倍数Au为: Au uo ui 北京邮电大学出版社 3. 输入、输出波形剖析 设输入电压ui为正弦波、且起伏较小,若静态作业点Q选的适宜, 三极管的输入特性曲线在Q邻近可视为直线,则三极管B、E间的 沟通电压uBE和基极电流iB也是正弦波 ,如图 (a)所示。在扩大区 内,集电极沟通电流iC与基极电流iB是倍线性联系,经过沟通负 载线,将集电极沟通电流iC转变成沟通输出电压uO,如图 (b)所示。 北京邮电大学出版社 经过上面的剖析得到 扩大电路在输入特性 近似为线性时的遍地 的电压、电流波形, 如图所示。 北京邮电大学出版社 若作业点选的过低,下图和右 图显现了图解法剖析波形失真 及扩大电路各点对应波形。 从图中看出,因为作业点选的 过低,当沟通输入电压较大时, 三极管进入了截止状况,然后 产生了波形失真,称这种失真 为截止失真。 北京邮电大学出版社 若作业点选的过高,下图和右图显 示了图解法剖析波形失真及扩大电 路各点对应波形。从图中看出,由 于作业点选的过高,当沟通输入电 压较大时,三极管进入了饱满状况, 然后产生了波形失真,称这种失真 为饱满失真。 北京邮电大学出版社 2.3 扩大电路的等效电路剖析 2.3.1三极管的直流模型及静态作业点的预算 1. 直流模型: 北京邮电大学出版社 2.3.1三极管的直流模型及静态作业点的预算 2. 静态作业点的预算 鄙人面(b)图直流通路中,假如I1IB(大10倍以上),三极管 基极电压UB简直不受基极电流IB的影响,UB能够以为是由Rb1和 Rb2决议的。如此疏忽IB对基极电压UB的影响,基极电压UB为 UB Rb2 Rb1 Rb2 VCC 北京邮电大学出版社 2.3.1三极管的直流模型及静态作业点的预算 使用三极管的直流模型,三极管发射极电压UE为 U E U B-U BEQ U B-U D 发射极电流IEQ为 I CQ I EQ UB U BEQ RE UB UD RE 基极电流IBQ为 I BQ I EQ 1+ 三极管C-E间电压UCEQ为 U CEQ VCC-I EQ RE-I CQ RC 北京邮电大学出版社 例2-1 在图2-20(a)所示的直接耦合扩大电路中,三极 管发射极的导通电压UD=0.7V、β=100、输出特性曲 线k, RC=3k,试核算其作业点、画出直流负载线、标上班 作点。 北京邮电大学出版社 解: 画出该扩大电路的直流通路如右图所示 UCEQ=VCC/2,阐明静态作业点比较适宜。 依据电路回路方程,直流负载线满意直线方 程UCE=VCC-IC×RC,当IC=0时, UCE=VCC=12V,当UCE=0时,IC= VCC/RC=4mA,所以直流负载线及作业点Q如 下图所示。 北京邮电大学出版社 2.3.2 三极管共射h参数等效模型 北京邮电大学出版社 2.3.2简化h参数等效模型及rbe的表达式 1. 简化h参数等效模型 北京邮电大学出版社 2. rbe的表达式 当三极管处于扩大状况时,在Q点邻近,三极管的发射结可用 一个电阻来等效,其等效结构如图 (a)所示。 三极管的输入回路的等效电路如图 (b)所示。 rbe rbb (1 ) UT I EQ 北京邮电大学出版社 2.3.2动态参数剖析 下面以图 (a)所示阻容耦合共射扩大电路为例, 介绍使用h参数等效电路来剖析扩大电路的动 态特性。 北京邮电大学出版社 1. 电压扩大倍数Au ui=iBrbe,uo=-iB RC//RL Au uo ui RC // RL rbe 2. 源电压扩大倍数AS ui Rb // rbe RS Rb // rbe uS AS uo uS uo ui ui uS Rb // rbe RS Rb // rbe RC // RL rbe 北京邮电大学出版社 3. 输入电阻Ri Ri是从扩大电路输入端看进去的等效电阻 Ri ui i1 iB 1 1 1 Rb // rbe 4. 输出电阻Ro Rb rbe 首要令信号源电压uS0,在扩大电路的输出端加电压uo,产生电 流iC,因为输出端电压uo不能效果到输入回路,所以在输入回路 中iB=0,在输出回路中iB=0,由此iC=uo/RC。输出电阻Ro为 Ro uo iC RC 北京邮电大学出版社 例2-5 如图 (a)所示的根本阻容耦合扩大电路,设三极 管发射极的导通电压UD=0.7V、rbb=133、β=100, VCC=12V,RS=1.23k,Rb=377k,RC=2k,RL=2k,各 电容值满意大,试 (1)核算作业点、(2)核算电压扩大 倍数Au、源电压扩大倍数AS、输入电阻Ri、输出电阻Ro。 北京邮电大学出版社 解: (1) 画出该扩大电路的直流如右 图所示。 I BQ VCC U BEQ Rb VCC U D Rb 12 0.7 377 30(uA) ICQ I BQ 100 30 3(mA ) U CEQ VCC ICQ RC 12 3 2 6(V) 北京邮电大学出版社 (2) rbe rbb UT I CQ 133 100 26 1 3 (k) Au RC // RL =100 rbe 2 // 2 1 100 AS Rb // rbe RS Rb // rbe RC // RL rbe 100 rbe RS rbe 100 1 50 11 Ri Rb // rbe 1k Ro RC 2k 北京邮电大学出版社 2.4 共集扩大电路 2.4.1电路组成 北京邮电大学出版社 2.4.2 静态特性剖析 基极电流IBQ I BQ VCC U D Rb (1+ )RE 发射极电流IEQ为 I EQ (1 )I BQ 三极管C-E间电压UCEQ为 U CEQ VCC-I EQ RE 北京邮电大学出版社 2.4.3动态特性剖析 1. 电压扩大倍数 uo=(1+)iB RE,ui=iBrbe+uo=iBrbe+(1+)iB RE Au uo ui (1 )RE rbe (1 )RE 当(1+)RE rbe时,Au1,即uoui 。电路无电压放 大才能,可是输出电流iE远大于输入电流iB,所以电路 仍有功率扩大效果。 北京邮电大学出版社 2. 输入电阻Ri Ri Rb //(rbe (1 )RE ) 3. 输出电阻Ro Ro uo io RE //( rbe Rb // RS 1 ) 共集扩大电路输入电阻大、输出电阻小,因而从信号 源讨取的电流小而且带负载才能强,所以常用于多级 扩大电路的输入级和输出级 北京邮电大学出版社 例2-7 在图2-27(a)所示电路中,VCC=12V,RS=1k, Rb=265k,RE=3k;三极管的导通电压UD=0.7V,rbb=200, =99。试核算静态作业点、Au、Ri和Ro。 解: 由式(2.32)~(2.34) I BQ VCC U D Rb (1 )RE 12 0.7 265 100 3 20(uA) UCEQ VCC-I EQRE 12 2 3 6(V) IEQ (1+ )IBQ 100 20 2(mA) rbe rbb (1 ) UT I EQ 200 100 26 2 1.5(k) Au uo ui (1 )RE rbe (1 )RE 100 3 0.995 1.5 100 3 Ri Rb //(rbe (1 )RE ) 265//(1.5 1003) 141(k) Ro uo io RE //( rbe Rb // RS 1 ) 3 //(1.5 265 100 //1) 3 // 0.025 25(k) 北京邮电大学出版社 2.4 共基扩大电路 2.4.1电路组成 : 北京邮电大学出版社 2.4.1静态特性剖析 发射极电流IEQ为 集电极电流ICQ为 I EQ VEE U D RE ICQ I EQ I EQ 基极电流IBQ为 I BQ I EQ 1+ 三极管发射极电压UE为 U EQ= U D 0.7V 三极管集电极电压UC为 UCQ=VCC-ICQ RC 三极管C-E间电压UCEQ为 U CEQ=U CQ-U EQ VCC 0.7-ICQ RC 北京邮电大学出版社 2.4.2动态特性剖析 1. 电压扩大倍数Au Au uo ui RC rbe (1 )RE 2. 输入电阻Ri Ri RE rbe 1 3. 输出电阻Ro Ro RC 北京邮电大学出版社 2.4.3 三种根本电路比较 共射电路既有扩大电流才能,又有能扩大电压才能; 输入电阻在三种电路中居中,输出电阻较大,频带较 窄。常作为低频电压扩大电路的单元电路。 共集电路只能扩大电流不能扩大电压;在三种根本电 路中,输入电阻最大、输出电阻最小,并具有电压跟 随的特色。常用于电压扩大电路的输人级和输出级, 在功率扩大电路中也常选用射极输出的方式。 共基电路只能做电压扩大,不能扩大电流;输入电阻 小,电压扩大倍数和输出电阻与共射电路恰当;频率 特性是三种接法中最好的电路。常用于宽频带扩大电 路。 北京邮电大学出版社 第三章 扩大电路的频率特性剖析 第一节 频率特性剖析根底 第二节 三极管的高频等效模型 第三节 三极管沟通扩大倍数的频率特 性 第四节 单管扩大电路的频率特性 北京邮电大学出版社 3.1 频率特性剖析根底 3.1.1 低通电路 传递函数为 H ( j ) U o U i 1 jC R 1 jC 1 1 jRC 北京邮电大学出版社 界说电路的时刻常数=RC,令ωH=1/,则 fH H 2 1 2 1 2RC 称fH为低通电路的上截止频率。 H ( jf ) 1 1 j f fH H ( jf ) 的幅值和相角可标明为 H 1 1 f 2 f 2 H arctan f fH 北京邮电大学出版社 3.1.2 高通电路 传递函数为 H ( j ) U o U i R R 1 jC jRC 1 jRC 与低通电路相同,电路的时刻常数=RC,令ωL=1/, 则 fL L 2 1 2 1 2RC 称fL为高通电路的下截止频率。 北京邮电大学出版社 jf H ( jf ) f L 1 j f fL H ( jf ) 的幅值和相角可标明为 f H fL 1 f2 f 2 L 90 arctan f fL 关于扩大电路,其上截止频率fH与下截止频 率fL之差便是它的通频带Bw,即Bw f H f L 北京邮电大学出版社 3.1.2 波特图 在研讨电路的频率特性时, 选用对数坐标系画出电路的 幅频特性曲线和相频特性曲 线. 低通电路频率特性的波特图 对低通电路的幅频特性表达 式取以10为底的对数得到: 20lg H 20lg 1 f2 f 2 H (dB) 北京邮电大学出版社 2. 高通电路频率特性的 波特图 关于高通电路,对数幅 频特性和对数相频特性 的表达式为: 20 lg H 20 lg f 20 lg 1 f 2 fL f 2 L 90 arctan f fL 北京邮电大学出版社 3.2三极管的高频等效模型 3.2.1三极管的PN结电容效应及其等效高频结构 PN结的势垒区,对PN结以外的电路来说,等效为电容, 称之为势垒电容。 当PN结处于正向偏置时,PN结两头半导体内的多子扩 散效果加强,即从P区分散到N区的空穴和从N区分散 到P区的电子数量增多。此刻,在P区和N区内将构成一 定数量的瞬间空穴-电子对(如图3-5所示),空穴- 电子对的数量与外加正向电压成正比。PN结的这种特 性关于外电路来说,也等效为电容,称之为分散电容。 PN结的等效电容特性在外加信号频率较低时,效果甚 微,因而疏忽。但在剖析电路的高频特性时,不容忽 视。 北京邮电大学出版社 3.2.1三极管的PN结电容效应及其等效高频结构 PN结电容效应 三极管高频等效结构 北京邮电大学出版社 3.2.2 共射混合模型 rbe 0 UT I CQ (1 0 ) UT I EQ gm 0 rbe I CQ UT I EQ UT 由半导体物理的理论, 三极管的受控电流iC与发 射结电压ube成线性联系, 且与信号频率无关。因 此,在高频混合模型中 引进了一个新参数gm, 称为跨导。gm是一个常 量,标明ube对iC的操控 联系,iC=gmube。 北京邮电大学出版社 3.2.3 简化单向化混合模型 将电容Cbc等效到输入和输出回路 因为电容Cbc的容值很小,疏忽在输出回路的效果, 得到三极管简化的单向化混合模型 CM=(1 gm RL )Cbc CM被称为密勒电容。 北京邮电大学出版社 3.3 三极管沟通扩大倍数的频率特性 在高频段,当信号频率改动时iC与iB的联系也随之改动, 即沟通电流扩大倍数不再是常量,而是频率的函数。 ( j)=iC ( j) = g m ube = g mrbe = 0 iB ( j) uo 0 ube [ 1 rbe j (Cbe Cbc )] 1 j(Cbe Cbc )rbe 1 jCrbe ( C=Cbe+Cbc ) 界说 (上)截止频率: f = 1 2C rbe = 2 (Cbe 1 Cbc )rbe 北京邮电大学出版社 ( jf )= 0 1 j f f (jf)对数幅频特性和对数相频特性别离为 20lg ( jf )=20lg 0 20lg 1 f 2 f 2 =-arctan f f 北京邮电大学出版社 界说fT是 (jf)=1时所对应 的频率,fT即为三极管的特征 频率。 令式(3.28)中 (jf)=1 (0dB),则 f 2 T f 2 = 2 0 1 考虑到0的平方远远大于1, 得到三极管特征频率fT的表达 式为 fT= 0 f = 2 (Cbe 0 Cbc )rbe = 2 gm (Cbe Cbc ) 北京邮电大学出版社 3.4 单管扩大电路的频率特性 3.4.1 中频源电压扩大倍数 在 3-14(b) 所 示 的 中 频 混 合 等 效 电 路 中 , 输 入 电 阻 Ri = Rb//(rbb+rbe)=Rb//rbe,然后该电路的中频源电压扩大倍数 ASM为 ASM uo = ui uS uS ube ui uo ube Ri RS Ri rbe rbe g m RC 北京邮电大学出版社 3.4.2 低频段频率特性 该电路的低频源电压扩大倍数ASL为 ASL uo = ui uS uS ube ui uo ube RS+ Ri 1 jC Ri rbe rbe g m RC 北京邮电大学出版社 对上式收拾得到 ASL ( j ) Ri RS+Ri rbe rbe g m RC j (RS+Ri )C 1 j (RS+Ri )C ASM 1 j (RS+Ri )C j (RS+Ri )C 上式是一个高通特性表达式,所以下截止频率fL为 fL 1 2 (RS+Ri )C 该扩大电路的低频源电压扩大倍数ASL为 jf ASL ( jf ) ASM 1 fL jf fL 北京邮电大学出版社 相应的对数幅频特性及相频特性的表达式为 20 lg ASL ( jf ) 20 lg ASM 20 lg f fL 20 lg 1 f2 f 2 L =180 90-arctan f 270 -arctan f fL fL 北京邮电大学出版社 3.4.3 高频段频率特性 ASH ( j) ASM 1 1 jR C 上截止频率fH为 fH 1 2R C 所以 ASH ( jf ) ASM 1 1 j f fH 北京邮电大学出版社 相应的对数幅频特性及相频 特性的表达式为 20 lg ASH ( jf ) 20 lg ASM 20 lg 1 f 2 f 2 H =180 -arctan f fH 北京邮电大学出版社 3.4.4 全频段频率特性 jf AS ( jf ) ASM 1 fL jf 1 1 j f ASM (1 j 1 f L )(1 j f ) fL fH f fH 北京邮电大学出版社 3.4.5 扩大电路的增益带宽积 具有一阶低通和一阶高通特性的扩大电路 的对数幅频特性如图所示。 该扩大电路在中频增益为A0时,对应的上 下截止频率和通频带别离为fH0、fL0和BW0。 假如把增益下降,通频带加宽。设在中频 增益为A1时,对应的上下截止频率和通频 带别离为fH1、fL1和BW1。扩大电路的增益 与带宽满意必定的联系。 在图中,由直角三角形abc的边角联系得 到 20 lg A0 20 lg A1 20 lg f H1 lg f H 0 收拾后得到 A0 f H 0 A1 f H1 fT 0 fT0为扩大电路的0dB带宽 ( A=1 ) 北京邮电大学出版社 相同鄙人截止频率时 f L1 A1 A0 f L0 一般状况下,扩大电路的下截止频率很低(只要几赫兹到几十赫 兹),尤其是直接耦合扩大电路,下截止频率为0,为此扩大电 路的通频带近似为 BW f H-f L f H 所以: A0 BW 0 A1 BW1 fT 0 北京邮电大学出版社 第四章 场效应管扩大电路特性剖析 第一节 场效应管特性 第二节 场效应管的作业点设置及静态特 性剖析 第三节 场效应管的动态特性剖析 北京邮电大学出版社 4.1 场效应管特性 4.1.1 结型场效应管符号及特性 1.符号 结型场效应管有N沟道型和P沟道型之分, 与晶体三极管的NPN型和PNP型相似,其 符号别离如图4-1(a)和(b)所示。三个极 别离称为栅极,用符号G(Grid)标明; 漏极,用符号D(Drain)标明;源极, 用符号S(Source)标明。 2. 搬运特性 为了使场效应管正常工 作,需求在场效应管栅源极 之间加电压UGS(直流和交 流)和在漏源极之间加电压 UDS(直流和沟通) 北京邮电大学出版社 因为场效应管的输入电阻十分大,认 为栅极电流IG=0。漏极电流ID受栅源 极间电压UGS操控,在UGS=0时,ID 最大,跟着UGS的减小(负压),ID 减小。理论剖析标明,当漏源极间电 压UGS满意大时,漏极电流ID与栅源 极间电压UGS呈平方联系 ID=IDSO(1-UGS/UGS(off))2 其间IDSO为UGS=0时的漏极电流, UGS(off)称为夹断电压。图 (b)给出了 常见结型N沟道型场效应管的搬运特 性曲线。 北京邮电大学出版社 3. 输出特性 图4-2(c)给出了常见结型场效应 管的输出特性曲线。在输出特性 曲线中,分为不饱满区、饱满区 和击穿区。在不饱满区,漏源极 间电压UDS较小,此刻漏极电流 ID跟着UDS的添加近似线性添加。 在饱满区,漏源极间电压UDS足 够大,此刻漏极电流ID跟着UDS 的添加而添加甚微,ID首要受栅 源极间电压UGS操控,它们之间 呈平方联系。当UDS很大时,出 现击穿区,ID跟着UDS的添加而 迅猛添加。 北京邮电大学出版社 4.1.2 结型场效应管首要参数 1. 直流参数 结型场效应管的直流参数首要有: (1) 栅源(沟通)短路电流IDSO:结型场效应管在饱满区、UGS =0时的漏极电流,它实践上是漏极电流ID的最大值。 (2) 夹断电压UGS(off):在饱满区结型场效应管的漏极电流ID0 (一般规则ID=50uA)所对应的栅源间的电压值。 (3) 栅源间电阻RGS:漏源极短路时,栅源极在必定条件下的等效 电阻,RGS可达十几兆欧。 2. 小信号沟通参数 结型场效应管的小信号沟通参数首要有: (1) 正向跨导gm:在饱满区,固定漏极电压,漏极电流iD的改动 量与栅源极间电压uGS的改动量之比,即 gm 巨细标明晰栅极电压对漏极电流的操控才能。 id uGS uDS C 。gm的 北京邮电大学出版社 正向跨导gm可标明为 gm 2I DSO UGS(off ) (1 uGS ) UGS(off ) 2 I DSOiD UGS(off ) (2) 漏源等效电阻rDS:固定栅源极间电压,漏源极间的等效电 阻。在不饱满区,rDS较小,在百欧的量级。在饱满区,rDS较 大,在几十千欧左右。 北京邮电大学出版社 4.1.3 绝缘栅场效应管符号及特性 1. 符号 绝缘栅场效应管,简称MOS场效应管( MOS:Metal Oxide Semiconductor, 金属氧化物半导体),因为工艺和 资料上的差异,有四种不同的类型 :N沟道增强型和耗尽型、P沟道增 强型和耗尽型,其符号别离如图4-3 所示。 2. 搬运特性 与结型场效应管相似,为了使 场效应管正常作业,需求在绝缘栅 场效应管栅源极之间加电压UGS和 在漏源极之间加电压UDS,如图 (a) 所示。 D G S N沟道增强型 D G S N沟道耗尽型 D G S P沟道增强型 D G S P沟道耗尽型 图4-3 绝缘栅场效应管符号 3. 输出特性 图 (c) 给出了常见绝缘栅N沟 道增强型场效应管的输出特性曲 线。与结型场效应管的输出特性 曲线没有多大差异。 北京邮电大学出版社 4.1.3 绝缘栅场效应管符号及特性 北京邮电大学出版社 4.1.4 绝缘栅效应管首要参数 1. 直流参数 绝缘栅场效应管的直流参数首要有: (1) 栅源(沟通)短路电流IDSX:结型场效应管在饱满区、UGS= UGSX时的漏极电流。IDSX与结型场效应管的IDSO略有差异,IDSX不 标明绝缘栅场效应管的漏极电流的最大值。 (2)敞开电压UGS(th):与结型场效应管的夹断电压UGS(off)相同。 (3) 栅源间电阻RGS:与结型场效应管相同。绝缘栅场效应管的 RGS比结型场效应管的要大,绝缘栅的RGS可达几千兆欧。 2. 小信号沟通参数 绝缘栅场效应管的正向跨导gm与结型的相同。漏源等效电阻rDS与 结型的相同。 北京邮电大学出版社 4.2 场效应管的作业点设置及静态特性剖析 4.2.1共源扩大电路 图4-6 共源扩大电路 图4-7 直流通路 北京邮电大学出版社 北京邮电大学出版社 4.2.2 自生偏置电路 因为结型和绝缘栅增强型场效应管能够作业在栅源极间 电压UGS为负压状况,扩大电路能够自生偏置电压。 U DSQ VDD I D( Q RD RS ) 北京邮电大学出版社 北京邮电大学出版社 4.3 场效应管的动态特性剖析 在小信号时,有了场效应管的等效模型,剖析场效应管扩大电路的动态特 性和频率特性与前几章介绍的剖析办法没有什么不同。 北京邮电大学出版社 北京邮电大学出版社 第五章 负反应扩大电路 第一节 反应根本概念及判别办法 第二节 负反应扩大电路的特性剖析 第三节 负反应对扩大电路功用的影响 北京邮电大学出版社 5.1 反应根本概念及判别办法 5.1.1 根本概念 1.反应的概念 反应,也称回授,是指在一个系 统中,体系的输出量的部分或全 部回送到输入端,用于调整输入 量,改动体系的运转状况的进程。 引进反应的扩大电路,称为 反应扩大电路。 引进反应的扩大电路所对应 的扩大倍数称为闭环扩大倍 数,或闭环增益。没有引进 反应的扩大电路所对应的放 大倍数称为开环扩大倍数, 或开环增益。 图5-1 反应扩大电路组成 北京邮电大学出版社 2. 反应扩大电路中的正、负反应 在反应扩大电路中,假如反应量Xf使根本扩大 电路的净输入量Xid在输入量Xi的根底上增大, 即Xid=Xi+Xf,称电路中的反应为正反应,同 时称反应扩大电路为正反应扩大电路;反之, 反应量Xf使净输入量Xid在输入量Xi的根底上减 小,即Xid=Xi-Xf,称电路中的反应为负反应, 一起称反应扩大电路为负反应扩大电路。 3. 反应扩大电路中的直流反应和沟通反应 在直流通路中存在的反应称为直流反应。在交 流通路中存在的反应称为沟通反应。 北京邮电大学出版社 5.1.2 负反应扩大电路的四种组态 输入量ii、净输入量iB和反应量if所对应的三个支路是并 联联系,称为(输入)并联反应。 输入量ui、净输入量uBE和反应量uf所对应的三个支路 是串联联系,称为(输入)串联反应。 反应量是跟着输出电压改动而改动的,输出量是电压 uo,称为(输出)电压反应。 反应量是跟着输出电流改动而改动的,输出量是电流iE (或iC),称为(输出)电流反应。 因而,在负反应扩大电路中,有四种组态(组合状 态):电压串联负反应、电压并联负反应、电流串联 负反应、电流并联负反应。 北京邮电大学出版社 5.1.3 四种组态的判别 1. 输入回路方式的判别 反应扩大电路在输入回路的方式并联或串联的判别较为简略,首要看 反应量对应的支路与输入量和净输入量所对应的支路的联系是并联仍是 串联。 2. 输出回路方式的判别 反应扩大电路在输出回路的方式电压或电流的判别,要看何种输出量 (电压仍是电流)直接影响反应量。在电压反应电路中,因为反应量是 跟着输出电压uo改动而改动的,所以,若输出电压uo0,则反应量与输 出无关,即反应消失。 因而,负反应扩大电路在输出回路的方式电压或电流的判别办法为: 令反应扩大电路的输出电压uo为零,若反应消失(反应量与输出无关), 则阐明电路中引进了电压反应;若反应仍然存在,则阐明电路中引进了 电流反应。 例如在图5-2(b)中,令输出电压uo0,反应量if=-uBE/Rf,与输出无关, 是电压反应;在图5-4(c))中,令输出电压uo0,输出电流iE(或iC)亦 然存在,反应量uf=iERf不变,是电流反应。 北京邮电大学出版社 5.1.4 正、负反应的判别 在剖析反应扩大电路的动态特性进程中,比较直观和不简略犯错 的办法是首要画出沟通通路,在沟通通路的根底上判别扩大电路 的反应组态,依据组态挑选输入量、净输入量以及反应量的方式 是电压仍是电流,然后进行正、负反应的判别。 1. 输入量、净输入量和反应量的挑选 在决议了反应扩大电路的组态组态根底上,挑选输入量、净输入 量和反应量方式的原则是:并联反应挑选电流、串联反应挑选电 压。 2. 正、负反应的判别 判别正、负反应的根本办法是:在扩大电路的沟通通路中,规则 输入量瞬间对地的极性,并以此为依据,逐级判别各相关点电流 的方向和电位的极性,得到输出量的极性;然后依据输出量的极 性判别出反应量的极性;若反应量使净输入量增大,则为正反应; 若反应量使净输入量减小,则为负反应。 北京邮电大学出版社 北京邮电大学出版社 北京邮电大学出版社 5.1.5 集成扩大电路的反应 图5-10 电压串联负反应电路 图5-11 电流串联负反应电路 图5-12 电流并联负反应电路 图5-13 电压串联正反应电路 北京邮电大学出版社 5.2 负反应扩大电路的特性剖析 5.2.1 负反应扩大电路的根本表达方式 北京邮电大学出版社 北京邮电大学出版社 当AF+11时,称电路为深度负反应扩大电路。 在深度负反应扩大电路中,由式(5.6)得到 Af A AF 1 F 上式标明,在深度负反应扩大电路中,能够以为扩大倍数Af仅取 决于电路的反应系数F。因为在深度负反应扩大电路中,与式(5.4) 比较发现,此刻Xi=Xf,在负反应扩大电路中,净输入量等于输 入量与输出量之差,得到Xid=0。也便是说,在深度负反应扩大电 路中,净输入量远远小于输入量或反应量,能够以为净输入量等 于0,这便是在之后剖析深度负反应扩大电路(包含引进负反应 的集成扩大电路)进程中,引进虚短路和虚开路概念的根底。 北京邮电大学出版社 5.2.2 电压串联负反应扩大电路的特性 1. 根本方式 电压串联负反应扩大电路的根本 方式如图5-15所示,净输入量、 输入量与反应量别离是uid、ui和 uf,根本扩大电路的扩大倍数为 Au=uo /uid、反应系数为Fu=uf /uo。在深度负反应时,电压串 联负反应扩大电路的电压扩大倍 数Auf为 Auf uo ui 1 Fu (5.8) 2. 输入电阻图如图5-16所示,基 本扩大电路的输入电阻Ri=uid/ii, 整个电路的输入电阻为 图5-15 电压串联负反应 扩大电路根本方式 Rif uid Au Fuuid ii (1 Au Fu ) uid ii (1 Au Fu )Ri (5.9) 图5-16 电压串联负反应 扩大电路输入电阻 北京邮电大学出版社 3. 输出电阻 一般状况,因为反应网络所引起的电流i‘远远小于电流io,能够忽 略。电流io为 io uo ( Au Fuuo ) Ro uo ( Au Fuuo ) Ro (1 Au Fu ) uo Ro 整个电路的输出电阻Rof为 Rof uo io Ro 1 Au Fu (5.10) 上式标明引人电压负反应后输出电阻仅为其根本扩大电路输出电 阻的(1+AuFu)分之一,1+AuFu ,Rof0,因而深度电压负 反应电路的输出可近似以为恒压源。 北京邮电大学出版社 北京邮电大学出版社 北京邮电大学出版社 5.2.3 电流并联负反应扩大电路的特性 5.2.4 电压并联负反应扩大电路的特性 5.2.5 电流串联负反应扩大电路的特性 北京邮电大学出版社 5.3 负反应对扩大电路功用的影响 5.3.1 对输入回路的影响 1. 对信号源的要求 并联负反应合适信号源为恒流源或近似恒流源。串联负反应适 合信号源为恒压源或近似恒压源。 2. 对输入电阻的影响 串联负反应电路输入电阻的表达式为 Rif (1 AF )Ri 并联负反应扩大电路,输入电阻Rif的表达式为 Rif Ri 1 AF 北京邮电大学出版社 5.3.2 对输出回路的影响 1. 对输出量的影响 在电压负反应扩大电路中,电压负反应使电路的输出电压愈加稳 定。 在电流负反应扩大电路中,电流负反应使电路的输出电流愈加稳 定。 2. 对输出电阻的影响 电压负反应电路输出电阻的近似表达式为 Rof Ro 1 AF 在电流负反应扩大电路中,电路输出电阻的近似表达式为 Rof (1 AF )Ro 北京邮电大学出版社 5.3.3 不同组态的特性关键归纳 北京邮电大学出版社 5.3.3 不同组态的特性关键归纳 北京邮电大学出版社 5.3.4 安稳扩大倍数 关于深度负反应扩大电路,反应扩大倍数Af1/F,简直 仅取决于反应网络,而反应网络一般一般是无源网络, 因而可取得很好的安稳性。 Af A 1 AF dAf (1 AF )dA AFdA (1 AF )2 dA (1 AF )2 dAf 1 dA Af 1 AF A 上式标明负反应扩大电路的扩大倍数Af的相对改动量dAf /Af为根本 扩大电路扩大倍数A的相对改动量dA /A的(1+AF)分之一;或许 说,Af的安稳性是A的(1+AF)倍。 北京邮电大学出版社 5.3.5 展宽通频带 扩大电路中引进负反应后,增益下降到(1+AF)分之 一,通频带添加到约(1+AF)倍。 5.3.6 改进非线性失真 因为三极管的输入输出特性的非线性,使电路的输出 产生非线性失真。在负反应扩大电路中,当深度反应 时,扩大倍数Af1/F,简直仅取决于反应网络,而反 馈网络一般一般是线性无源网络,与三极管特性无关, 因而电路输出简直无非线性失真。在负反应扩大电路 中,相同以献身增益为价值,非线性改进程度是根本 扩大电路的(1+AF)倍。 北京邮电大学出版社 第六章 功率扩大电路 第一节 功率扩大电路的特色与要求 第二节 甲类功率扩大电路 第三节 互补推挽功率扩大电路 第四节 乙类功率扩大电路 第五节 甲乙类功率扩大电路 北京邮电大学出版社 6.1 功率扩大电路的特色与要求 功率扩大电路是指能够向负载供给较大功率的 扩大电路,简称功放。 6.1.1 功率扩大电路的特色 1. 输出大功率 2. 大信号 3. 高功率 4. 高热量 5. 负载才能强 北京邮电大学出版社 6.1 功率扩大电路的特色与要求 6.1.2 功率扩大电路的要求 1. 输出功率大 2. 功率高 3. 失线. 最大输出功率POM 2. 转化功率 北京邮电大学出版社 6.2 甲类功率扩大电路 6.2.1 根本电路及静态特性 功放管经过Rb得到直流电流IBQ,以及集电结电流ICQ,因为变压 器初级线圈的直流电阻很小,能够疏忽不计,所以UCEQ=VCC,直 流负载线是垂直于横轴的直线,与ICQ相交于静态作业点Q点,如 下图(b)中所示。 因为三极管的 基极电流相对 较小,能够忽 略。电源供给 的直流功率为 PD ICQVCC (6.1) 北京邮电大学出版社 6.2.2 动态图解剖析 在功放管的饱满压降UCEQ较小的 状况下,电源电压VCC远大于功放 管的饱满电压,因而输出电压的 最大值uomVCC,输出电流的最大 值iCmICQ。因而,在抱负变压器 的状况下,最大输出功率为 POM 1 2 I CQVCC (6.3) 最佳负载时甲类功放的功率为 POM = 1 =50% (6.4) PD 2 北京邮电大学出版社 6.3 互补推挽功率扩大电路 6.3.1 根本电路及静 态特性 互补推挽功率扩大电 路的典型电路如图63所示。 图6-3 互补推挽功放电路 北京邮电大学出版社 6.3.2 动态特性 图6-4 大信号特性 图6-5 互补推挽功放波形图 北京邮电大学出版社 当功放输入沟通电压ui为正弦波时,两个功放 管产生的电流一个改动较快,另一个改动较慢, 因为两个功放管所特性是对称的,改动快慢的 程度是相同的,在负载电阻起到互补叠加的效 果,因而称之为互补推挽功率扩大电路。因为 两个功放管输出电流的互补叠加,然后互补推 挽功放极大地改进了功放电路的非线性失真。 然后电压和电流波形如图6-5所示。 因为功放管的导通角 =360 ,所以互补推 挽功放也归于甲类功放。当最佳负载时其功率 为50%。 北京邮电大学出版社 6.4 乙类功率扩大电路 6.4.1 根本电路及静态特性 北京邮电大学出版社 6.4.2 作业原理 为了阐明其作业原理,先假定功放管B-E间的敞开电压为0。当功放输入 沟通电压ui为正弦波时,在正半周ui0时,功放管T1导通,T2截止,正 电源供电,负载电阻RL上有沟通电流iL=iE1流过(如图6-6(a)中实线所 示),并RL上产生输出电压uo的正半周,因为电路为射极输出方式, uoui;在负半周ui 0时,功放管T2导通,T1截止,负电源供电,负载 电阻RL上有沟通电流iL=-iE2流过(如图6-6(a)中虚线所示),并RL上 产生输出电压uo的负半周,因为电路也为射极输出方式,uoui。由此可 见电路中功放管T1和T2替换作业,正、负电源轮番供电,两只功放管均 为射极输出方式。 从上面的原理剖析中看到,该电路的功放管只在输入正弦波的(正或负) 半个周期内导通,即功放管的导通角=180。 由此,乙类功放的界说为: 功放管的导通角=180的功率扩大电路,称为乙类功率扩大电路,简称 乙类功放。 北京邮电大学出版社 6.4.3 动态特性剖析 最大输出功率为 POM 1 2 uom iLm (VCC U CES )2 2RL 乙类功放的功率为 78.5% 4 图6-7 乙类功放图解剖析 北京邮电大学出版社 6.4.4 交越失真 在以上对乙类功放的分 析进程中,假定了功放 管B-E间的敞开电压为0。 因为三极管的敞开电压 不为0,在输入电压ui较 小时,功放管不导通或 导通不充分,然后在负 载电阻RL上得到的输出 电流或电压有失线 乙类功放波形图 北京邮电大学出版社 6.5 甲乙类功率扩大电路 6.5.1根本电路及静态特性静态时甲乙类每个电源供给的直流功率为 PD I CQVCC 北京邮电大学出版社 6.5.2作业原理 当功放输入沟通电压ui为正弦波时,在正半周(ui0),ui起伏 较小时,使功放管T1的基极在直流电压UBEQ1的根底上,加上交 流电压ui,T1开端导通,集电极电流iC1(iE1)开端增大,负载电阻 RL上有沟通电流iE1流过(如图6-9(a)中实线所示),与此一起, 输入电压ui使功放管T2的基极在直流电压UBEQ2的根底上,减去 沟通电压ui,T2的集电极电流iC2(iE2)起伏开端减小,使负载电阻 RL上又有沟通电流iE2流过,此刻电流iE2的方向与电流iE1的方向 相同,负载电阻RL上的电流iL是电流iE1和iE2的叠加,iL=iE1+ iE2。 在正半周,ui起伏较大时,功放管T1的集电极电流iE1持续增大, 与此一起,输入电压ui使功放管T2截止,功放管T2集电极电流iE2 为0,负载电阻RL上只要沟通电流iE1流过,此刻iL=iE1。电流iL 在负载电阻RL时产生输出电压uo的正半周。 北京邮电大学出版社 6.5.2作业原理 当输入电压为负半周时,与正半周相 反。 从上面的原理剖析中看到,该电路的 功放管在输入正弦波的(正或负)大 半个周期内导通,即功放管的导通角 180。 由此,甲乙类功放的界说为:功放管 的导通角180360的功率扩大电 路,称为甲乙类功率扩大电路,简称 甲乙类功放。 因为甲乙类功放电流中,设置了功放 管有必定的静态电流,在沟通输入时, 也有必定的耗费功率,其巨细与ICQ 的设置有关。为此,甲乙类功放的效 率在甲类和乙类之间,即甲=50% 甲乙乙=78%。 在功放管微导通状况下,静态耗费的 功率较小,其功率挨近乙类功放。 图6-10 甲乙类功放波形图 北京邮电大学出版社 6.5.3 OCL电路特性剖析 1. 复合管 在该电路中,三极管T1和 T2是大功率功放管,称为 输出管;它们别离与三极 管T3和T4(称为驱动管) 复合,等效为NPN型和PNP 型。 图6-12给出了选用NPN型 作为输出管的等效复合三 极管。 图6-11 OCL类功率扩大电路 图6-12 复合三极管 北京邮电大学出版社 6.5.3 OCL电路特性剖析 2. 直流恒压源电路 在图6-11所示电路中,三极管T5 和电阻R2和R3组成直流恒压源电 路,给功放管T1~T4的基极回路 供给直流电压,使它们处于微导 通状况,一起关于沟通信号近似 为短路。 输出电压Uo为 : Uo (1 R2 R3 )U D 图6-13 直流恒压源电路 北京邮电大学出版社 3. OCL电路的静态作业特性 在图6-11所示电路中,三极管T6在静态时等效为直流恒流源,为 后边的电路供给直流偏置。经过调整电阻R2和R3的值,得到恰当 的直流电压,供给给功放管T1~T4的基极回路,使它们处于微导 通状况。调整电阻R1,使功放管T1、T4的发射极电压为0。 因而,OCL电路归于甲乙类功率扩大电路,可是因为功放管处于 微导通状况,其静态作业点很低。静态时所耗费的功率也很小。 4. OCL电路的动态作业特性 因为OCL电路归于甲乙类功率扩大电路,但静态作业点很低,其 作业原理与本节上述部分共同,其功率根本乙类功放共同,约为 /4,可是无交越失真。 除了OCL功放电路外,在使用中还有OTL(无输出变压器)功放 电路、变压器耦合功放电路、桥式功放电路等等,它们都归于甲 类、甲乙类或乙类功率扩大电路。 北京邮电大学出版社 6.5.4 其它类型的功放 经过对甲类、甲乙类、乙类功率扩大电路的剖析得到,它们功率甲=50%甲 乙乙=78%,是顺次增大的;而它们的功放管的导通角甲=360甲乙乙 =180,是顺次减小的。由此看到功放电路的功率与导通角成反比。这是因为, 功放管导通角的减小,使功放管在一个信号周期内的截止时刻增大,然后减小了 功放管所耗费的均匀功率,进步了功率。 因而,为了减小功放管的功耗、进步功率,有用的办法是减小功放管的导通角。 当导通角0丙180时,功率扩大电路被称为丙类功放。丙类功放的功率比甲 类、甲乙类或乙类功放都要高,能够抵达80%以上。丙类功放常用于高频功率放 大,在无线通信体系中常常选用。 当导通角丁=0时,即功放管作业在(饱满/截止)开关状况,功率扩大电路被 称为丁类功放。此刻功放管仅在饱满导通时有功率耗费,但因为饱满压降很小, 故不管电流巨细,功放管的瞬时耗费功率都不会太大,因而功放管的均匀耗费功 率很小,功放电路的功率得以进步,能够抵达90%以上。在一些大功率电源电路 (开关型电源)中,常常选用丁类功放。 因为丙类和丁类功放都是作业在非线性状况,必定产生非线性失真,有必要采纳相 应的办法消除之,例如选用谐振功率扩大电路,以使负载能够取得(根本)不失 真信号功率。 北京邮电大学出版社 北京邮电大学出版社 北京邮电大学出版社 第七章 差动扩大电路 第一节 根本电路及特性剖析 第二节 双端输入单端输出差动扩大电路 的特性 第三节 单端输入双端输出差动扩大电路 的特性 第四节 单端输入单端输出差动扩大电路 的特性 第五节 有源偏置差动扩大电路 北京邮电大学出版社 7.1 根本电路及特性剖析 7.1.1 根本电路 图7-1 根本差动扩大电路 北京邮电大学出版社 7.1.2 静态特性 由基极回路方程得到 I B1RS1+U BE1+2I E1RE=VEE (7.1) 所以得到 I BQ1=I BQ2=I = BQ VEE-U RS1+2(1 BEQ )RE (7.2) I CQ1=I CQ 2=ICQ=I = BQ VEE-U BEQ RS1 +1 2RE (7.3) UCEQ1=UCEQ2=UCEQ=VCC-ICQ RC1+U BEQ (7.4) 因为电路的参数是对称的,U CEQ1=U CEQ2 ,负载电阻RL两头的 直流电位相同,RL上无直流电流 北京邮电大学出版社 7.1.3 差模小信号扩大特性剖析 界说差模信号为加到差动扩大电路的两个三极管基极巨细持平、 相位相反的沟通输入信号,即uS1=-uS2。 图7-2 差模小信号沟通通路 图7-3 差模小信号h参数等效电路 北京邮电大学出版社 1. 源电压扩大倍数 uo1= i B1 RC1 //(RL / 2)= RC1 //(RL / 2) uS / 2 RS1 rbe1 ASD= uo uS uo1 uo2 uS RC1 //(RL / 2) RS1 rbe1 (7.7) 2. 输入电阻 Ri=2(RS1 rbe1) (7.8) 3. 输出电阻 Ro=2RC1 (7.9) 北京邮电大学出版社 7.1.4 共模小信号扩大特性剖析 界说共模信号为加到差动扩大电路的两个三极管基极巨细持平、 相位相同的沟通输入信号,即uS1=uS2=uiC。 因为电路参数是对称的,当电路输入共模信号时,两个三极管的 基极电流和集电极电流持平,即iB1=iB2,iC1=iC2;因而,集电极 电位也持平,即uo1=uo2,然后使输出电压uOC为0。 图7-4 共模小信号沟通通路 北京邮电大学出版社 7.1.4 共模小信号扩大特性剖析 此外,电路中2RE对共模输入信号起负反应效果,使每个三极管 的共模电压扩大倍数下降。 由此能够得到差动扩大电路的优秀特性按捺零点漂移。 零点漂移是指在直接耦合扩大电路中,当输入电压uic为零时,而 输出电压uOC不为零,而且缓慢改动的现象。 为了描绘差分扩大电路





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